Двухтактные преобразователи (упрощенный расчет) |
Двухтактные преобразователи очень критичны к несимметричному перемагничиванню магнитопровода, поэтому в мостовых схемах во избежание насыщения магнитопроводов (рис.1) и вследствие этого - возникновения сквозных токов необходимо принимать специальные меры по симметрированию петли гистерезиса, или в простейшем варианте
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7961.gif) Puc.1
- вводить воздушный зазор и конденсатор последовательно с первичной обмоткой трансформатора.
Совместное решение задач повышения надежности полупроводниковых ключей и улучшения электромагнитной совместимости, способствующее снижению массогабаритных показателей, возможно при организации в преобразователях естественных электромагнитных процессов, при которых переключение ключей происходит при токах, равных или близких к нулю. При этом спектр тока затухает быстрее и мощность радиопомех значительно ослабляется, что упрощает фильтрацию как входного, так и выходного напряжения [6].
Остановимся на наиболее простом полумостовом автогенераторном нерегулируемом инверторе с коммутирующим насыщающимся трансформатором (рис.2). К его достоинствам следует отнести отсутствие постоянной составляющей тока в первичной обмотке трансформатора питания благодаря емкостному делителю.
Puc.2
Полумостовая схема обеспечивает преобразование мощности 0,25...0,5 кВт в одной ячейке. Напряжения на закрытых транзисторах не превышают напряжение питания. Инвертор имеет два контура ПОС:
- один - по току (пропорционально-токовое управление);
- второй - по напряжению.
Применение пропорционально-токового управления транзисторных ключей позволяет к моменту выключения автоматически вывести транзистор из насыщения, уменьшить время рассасывания и снизить потери мощности в цепях управления.
Цепь ОС по напряжению дает возможность реализовать автоматически изменяемую задержку момента открывания очередного транзистора и симметрирование режима перемагничивания магнитопровода силового трансформатора. После выхода из насыщенного состояния ранее открытого транзистора его коллекторное напряжение в процессе перезаряда емкости коллекторного р-п перехода Ск нарастает сравнительно медленно. При этом на обмотках Т1 и Т2 сохраняются первоначальные полярности напряжений, и ранее закрытый транзистор продолжает оставаться в закрытом состоянии (рис.3).
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7963.gif) Puc.3
Увеличение тока намагничивания силового трансформатора приводит к автоматическому ускорению процесса перезаряда Ск, уменьшению длительности временной паузы tп между моментами открывания и закрывания мощных транзисторов и автоматической компенсации несимметрии схемы.
Роль элементов резонансного колебательного контура выполняют индуктивность рассеяния обмоток Т1 и индуктивность обмотки I трансформатора Т2 вместе с емкостями С1 ...С3. Так как в индуктивность резонансного контура входит индуктивность вторичной обмотки для обеспечения уверенной работы резонансного контура, его необходимо отделить от емкости нагрузки (фильтра) дросселем L1:
L1>10Lp
где Lp - эквивалентная индуктивность контура.
Соответствующим выбором резонансной частоты контура fрез=fп можно обеспечить бестоковую коммутацию мощных транзисторов.
Поскольку в контуре возникают перенапряжения от +1,5Е до -0,5Е, параллельно транзисторам включены возвратные диоды VD1 и VD2. На интервале закрытого состояния ключей энергия, накопленная в контуре, через возвратные диоды передается в нагрузку и частично возвращается в источник питания.
Схема запуска выполнена на однопереходном транзисторе VT3. После пуска преобразователя, благодаря наличию диода VD3, схема запуска отключается, т.к. постоянная времени R3C5 значительно больше периода преобразования.
В тиристорных преобразователях на резонансный контур возложена основная задача обеспечения естественной коммутации тиристоров.
Наибольшее применение резонансные контуры (последовательные, последовательно-параллельные, параллельные) находят при ЧИМ-регулировании. Причем с параллельным контуром диапазон регулирования в 1,5...2 раза больше, чем с последовательным. Однако необходимость почти идеального источника тока сдерживает их применение. Последовательным же контурам свойственно естественное ограничение тока, что позволяет достаточно просто включать их на общую нагрузку. Выключение транзисторов происходит с минимальными потерями, обусловленными током намагничивания трансформатора, т.е. на холостом ходу.
В двухтактных инверторах при действии симметричных импульсов напряжения магнитопровод не насыщается при выполнении известного соотношения:
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7964.gif) (1)
где tи - длительность импульса, мкс
При этом рост тока i за время tи близок к линейному.
Подставив в выражение (53) dВ=2Вm и tи=0,5Т=0,5*10<6>/f, получаем выражение для числа витков первичной обмотки
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7965.gif) (2)
где Uвх=Е/2 - для полумостовой схемы;
Uвх=Е - для мостовой. Амплитудное значение тока коллектора
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7966.gif) (3)
Эффективный ток первичной обмотки
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7967.gif) (4)
Диаметр провода рассчитывают по формуле. Число витков первичной обмотки коммутирующего трансформатора рассчитывают по формуле (2), подставив вместо Вm значение Bs.
Пример расчета (схема рис.2).
U~=220 В
Uн=60 В
Iн=4 А
f=30 кГц
Номинальное напряжение питания
E=1,41U~=1,41*220=310 (В).
Габаритная мощность трансформатора
Ргаб=Uн*Iн=60*4=240 (Вт).
Входное напряжение трансформатора преобразователя
Uвх=Е/2=155 (В).
Коэффициент трансформации
K=Uн/Uвх=60/155=0,39.
Амплитуда тока коллектора в соответствии с (3)
Iкm=2Рн/nUвх=1 (А).
Ток базы с учетом h21э=10:Iб=Iкm/h21э=0,1 (А).
Ток базы с учетом коэффициента насыщения Кнас=2: .
Iбнас=2Iб=0,2 (А).
Мощность управления транзисторами
Uбэнас*Iбнас=1,5*0,2=0,3 (Вт).
Плотность тока принимаем 5 А/мм2.
Типоразмер сердечника:
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7968.gif) (5)
Такую мощность можно получить на кольце К32х20х6, однако с целью уменьшения числа витков выбираем кольцо К40х25х11 М2000НМ. Число витков первичной обмотки по формуле (2)
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-7969.gif)
Число витков вторичной обмотки
п2=Кn1=0,39*78=32 (вит.).
п2 рассчитано без учета потерь на активных элементах - выпрямительных диодах мостов и транзисторах.
Принимаем число витков связи с коммутирующим трансформатором равным 2.
Напряжение на первичной обмотке коммутирующего трансформатора
U=155*2/78=4 В.
Для коммутирующего трансформатора выбираем сердечник К 10х6х4,5 с габаритной мощностью
Ргаб =fjSьмSodBKм*102=30*103*6*0,025*0,2*10-2=1,3 (Вт), что превышает необходимую мощность управления транзисторами.
Число витков первичной обмотки по формуле (2),
![](https://kazus.ru/nuke/spaw/images/topics/pit-79610.gif)
Коэффициент трансформации К=Uбэ/Uвх=1,5/4=0,4.
Число витков базовой обмотки
n=UвxK=10*0,4=4 (вит.).
Для ПОС по току принимаем один виток связи. Литература
1. Моин B.C. Стабилизированные транзисторные преобразователи. - М.: Энергоатомиздат, 1986 г.
2. Источники вторичного электропитания/ Под ред. Ю.И.Конева. - М.: Радио и связь, 1990 г.
Источник: Радиолюбитель 7/96
Автор: А.ПЕТРОВ
C этой схемой также часто просматривают: |
Упрощенный вариант схемы усилителя мощности на комплементарных транзисторах
Упрощенный вариант усилителя мощности класса В.
Упрощенный тестер LAN-кабеля на МК Atmega8
Простое зарядное устройство для аккумуляторов
ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКАЯ ЗАЩИТА В ЗАРЯДНЫХ УСТРОЙСТВАХ
Увеличение срока жизни батареи
СТАБИЛИЗИРОВАННЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
|